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| UC3852的特性及其在功率因数校正电路中的应用 | |||||
作者：佚名 文章来源：不详 点击数： 更新时间：2007-5-11  |
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1引言 多数功率因数校正技术都包括升压拓扑结构，它能在连续或不连续电感电流模式下工作，其开关频率可以是固定的，也可以是变化的。通常，固定频率模式连续电感电流类适合于高功率应用，以便使峰值功率减至最小。下述500W开关电源，是以可变频率模式工作的不连续电感电流类，其电感尺寸小，零部件数目少，成本低。本文将着重说明PFC工作的开通时间控制和不连续电感电流的零电流开关技术。 控制开通时间的零电流开关技术，为获得高功率因数校正提供了简单而有效的方法。这种不连续的电感电流波形大体近似于用恒定开关时间方法的PFC的电源半周期内的电流波形。此方法不要求用任何“复杂”的类似于平方，乘法和除法功能来控制瞬时开关电流。零电流开关严格地限制了峰值电流，使其不超过整个电源和负载交叉变化平均电感电流的2倍，在没有升压整流恢复及损耗的情况下也能实现高效运行。在典型的80W应用中， UC3852PFC技术能在94％的效率下使功率因数达到0998，总谐波失真仅为5.8％。 2UC3852的结构框图及其特点 2．1UC3852的方框图 UC3852的结构框图如图1所示。
图1UC3852功率因数校正控制IC方框图 2．2UC3852的特点 UC3825PFC控制器使用的外部元器件很少且性能优良，可提供各种保护功能，是离线PFC应用的最佳选择。UC3852实现了高功率因数（典型值为0.997）和最低的总体成本。 1）离线保护 ——欠压闭锁，滞环范围16V开通，11V关断； ——栅极驱动输出钳位到12V； ——低范围的自偏压输出； ——过流保护。 2）控制电路的特征 ——可编程最大频率； ——可编程最大开通时间； ——过流输出指示。 3）工作特性 ——工作电流小； ——启动电流小（0.4mA）； ——外围元件少； ——最大输入电压30V。 4）控制技术 ——零电流开关； ——开通时间可控； ——抗噪声能力强。 3UC3852控制PFC的技术概述 3．1基本原理 3．1．1开通时间控制 UC3852的电压误差放大器与脚4RAMP产生的锯齿波形比较后给出综合信号以控制PFC开关的开通时间。PFC 开关的开通时间随电源和负载条件而变化，但一般认为在电源半周期内是恒定的，在电压误差放大器环路补偿中需要低频带宽，其频响中的0dB渡越频率应低于电源频率。 3．1．2零电流开关 在具体应用中，零电流开关有3大优点： 1）在下一个开关周期开始之前，电感电流必须是零，这就意味着高效率，并排除了升压整流器的恢复损耗。 2）电感中的电流变化ΔIL等于峰值电流ILpk，因为在每周期内电流都要从零开始，并返回到零。 3）不连续升压变换器的电源波形类似三角形，其充电面积等于峰值电流与时间之积的一半，由于可以把时间看成连续不断的三角序列，因此，严格地讲，峰值电流应等于平均电流的2倍，这就保证了稳态和瞬态开关周期的相互关系，变换器正好工作在连续和不连续电流模式间的边缘上，它可产生变频工作方式。 “固定”开通时间和零电流开关技术共同实现输入电流的自动功率因数校正功能，借助于基本电感波形的分析就能证明上述结果。为适应电感电流的充放电，其电感波形必须使用这种PFC技术所规定的特性，因为使用UC3852电路就能控制电感的充电条件。 3．1．3电感电流波形 V/L=dI/dT(1) 关于PFC升压变换器的运行条件，可用Vin(t)替代V，即电感器上的瞬时电压。也可以假定，在电源半个周期内，电感值和开关开通时间是恒定的。电感电流的变化ΔIL实际上等于电流的峰值Ipk(t)，因为电感总在零电流条件下开始充电，这是由于零电流开关强迫所致。但使用功率因数校正时，把上述这些关系式代入到电感波形方程式中，将证明这种技术并不复杂。 Ipk(t)∝Vin(t)(2) 这个关系表明瞬时电源电流将紧跟瞬时电源电压，因为输入电压波形是正弦波，因此，输入电流也是正弦波，其波形如图2所示。这种控制开通时间的零电流开关技术只用很简单的控制电路就能自动校正功率因数。
图2电感电流波形 3．1．4PFC功率级设计 从预稳压器的AC输入到DC输出部分的计算，有助于功率关系式的建立，用式（3）可以描述瞬时初级电压VP(t)和稳压输入峰值VP的关系 VP(t)=VPsinωt（3） 式中：VP= 由于AC输入波形的桥整流，VP(t)和VP相对于PFC的公共端总是正的，输入电流也能类似地表达为： IP(t)=IPsinωt（4） 式中：IP= PFC变换器的输入功率（5) 设 计 方 程 中 应 考 虑 变 换 器 的 效 率 （ η ） ， 虽 然 在 满 载 时 其 值 为 94％ 。 Pin=PO/η 或 PO=η Pin 式 中 ： Pin=(VP× IP)/2 由 于 使 用 零 电 流 的 缘 故 ， 峰 值 电 感 电 流 严 格 地 等 于 平 均 电 感 电 流 的 2倍 。 IL(PK)=2IL(avg)（ 8） 因 串 联 关 系 ， 故 ： Ipriavg)=IL(avg)（ 9） 通 过 以 上 ， 则 输 出 电 流 的 峰 值 电 感 电 流 为 ： 根 据 各 种 时 间 量 和 整 个 范 围 电 源 及 负 载 的 条 件 ， 可 求 出 电 感 电 流 3 1 5 定 时 关 系 式 为 了 分 析 这 种 控 制 开 通 时 间 的 PFC技 术 的 定 时 关 系 式 ， 要 使 用 稳 态 条 件 ， 因 为 初 级 峰 值 电 压 （ VP） 将 被 作 为 计 算 的 起 点 ， 因 此 必 须 给 定 输 入 电 源 。 将 式 （ 10） 代 入 到 式 （ 12） 中 ， 可 得 瞬 时 开 关 的 关 断 时 间 不 仅 随 着 电 源 和 负 载 条 件 变 化 ， 而 且 也 随 着 瞬 时 输 入 电 压 变 化 而 变 化 。 通 过 式 （ 1） 也 能 分 析 对 应 电 感 放 电 的 关 断 时 间 。 此 时 电 感 上 的 电 压 等 于 输 出 电 压 Vout减 去 输 入 电 压 Vin。 依 据 放 电 电 流 瞬 时 峰 值 到 零 所 需 的 时 间 也 能 得 到 上 述 结 果 ， 表 达 式 为 将 式 （ 11） 代 入 式 （ 14） 可 得 关 断 时 间 ： 由 于 电 感 放 电 效 率 高 ， 又 没 有 整 流 器 的 恢 复 损 耗 ， 因 此 ， 效 率 η 基 本 上 等 于 1。 在 关 断 时 间 持 续 期 内 损 耗 可 急 略 ， 这 是 因 为 升 压 二 极 管 的 正 向 压 降 与 高 的 DC输 出 电 压 比 较 是 很 小 的 ， 由 此 看 出 ， 在 低 功 率 、 低 电 流 情 况 下 的 阻 性 损 耗 最 小 。 3 1 6 变 换 周 期 变 换 周 期 3 1 7 开 关 频 率 图3瞬时输入额定电压与转换时间的关系曲线
图4瞬时输入额定电压与转换频率关系曲线 318选择输出电压升压变换器的输出电压至少应高于输入电压峰值30V，以防止由于放电升压电感的低电压引起较长的变换周期。最低的开关频率将出现在满载高输入电压工作的条件下，而不是出现在低电源电压条件下，这就要求重新计算定时间隔。 3 1 9 对 电 感 的 考 虑 1） 电 感 要 选 定 最 低 工 作 频 率 条 件 下 所 需 的 电 感 值 可 通 过 式 （ 18） 求 得 若 其 它 参 量 （ VO， PO） 不 变 ， 那 么 直 接 的 方 法 就 是 增 加 最 低 转 换 频 率 ， 使 其 高 于 30kHz。 2） 电 感 设 计 概 要 通 常 电 感 的 尺 寸 和 成 本 随 其 能 量 存 储 能 力 W（ L） 变 化 ， 虽 然 大 部 分 的 能 量 储 存 在 气 隙 中 ， 铁 心 部 件 也 必 须 能 容 纳 所 需 的 磁 通 密 度 ， 使 其 不 能 饱 和 或 承 受 高 的 铁 损 ， 不 至 过 热 。 升 压 电 感 储 存 的 能 量 是 W（ L） =0.5LI2L(PK)(19) 一 旦 选 定 铁 心 尺 寸 和 材 料 ， 就 能 计 算 出 圈 数 N=LIL(PK)104/BmaxAe(20) 式 中 Bmax单 位 是 T， Ae单 位 是 cm2 3 1 11 半 导 体 的 选 择 首 先 必 须 知 道 所 有 工 作 条 件 下 的 峰 值 电 流 和 电 压 ， 才 能 合 理 地 选 择 MOSFET开 关 和 升 压 整 流 器 。 经 验 告 诉 我 们 ， 将 半 导 体 器 件 的 其 最 大 额 定 值 降 低 至 75％ 使 用 较 为 合 适 ， 这 里 应 使 用 500V耐 压 的 器 件 。 若 转 换 频 率 相 当 低 ， 则 可 用 低 成 本 的 双 极 型 晶 体 管 替 代 MOSFET。 对 升 压 整 流 器 ， 应 用 具 有 200ns或 更 短 恢 复 时 间 的 廉 价 高 压 二 极 管 。 两 种 通 用 器 件 是 1N4937和 MUR160。 在 PFC变 换 器 中 的 开 关 噪 声 到 达 输 入 整 流 桥 之 前 应 进 行 有 效 滤 波 ， 因 为 桥 内 的 二 接 管 均 是 低 速 的 。 在 整 流 桥 的 DC输 出 端 和 升 压 变 换 器 之 间 加 入 L/C滤 波 器 是 实 现 上 述 需 要 的 最 佳 方 案 。 3 2 控 制 电 路 的 设 计 3 2 1 UC3852的 编 程 ， 启 动 电 路 UC3852的 结 构 包 括 低 启 动 电 流 ， 从 VCC偏 置 电 源 吸 收 电 流 小 于 1mA， 当 自 举 绕 组 线 圈 DC满 负 荷 工 作 并 在 变 换 期 开 始 工 作 后 ， 不 足 1mA的 电 流 将 减 小 启 动 电 阻 产 生 的 功 耗 。 当 VCO接 近 16V时 ， UC3852C开 始 工 作 ， IC电 源 电 流 将 上 升 到 工 作 电 平 ， 但 当 电 源 电 压 降 至 低 于 近 10V的 UVLO门 限 电 压 时 ， 欠 压 封 锁 保 护 将 关 断 UC3852。 离 线 启 动 电 路 是 由 VCO到 输 入 电 源 之 间 的 启 动 电 阻 和 VCC到 地 之 间 的 储 能 电 容 器 组 成 的 。 实 际 上 ， 在 低 电 源 电 压 下 ， 选 择 启 动 电 阻 Rstart以 提 供 1.5mA充 电 电 流 ICC=10mA, I(charge)=1.5mA, t(boot)=10ms UVLO滞 后 =5V, V(turn－ on)=15V 使 用 标 准 的 15μ F电 解 电 容 ， 它 具 有 适 当 的 额 定 电 压 （ 不 低 于 3 5V） 。 3 2 2 可 编 程 的 开 通 时 间 必 须 计 算 出 开 关 的 最 大 开 通 时 间 ， 以 编 程 到 UC3852的 振 荡 器 中 。 t(on)max=4PoutL/V2P(min) 从 脚 ISET到 地 之 间 的 电 阻 Rset能 改 变 进 入 脚 RAMF的 充 电 电 流 ， 脚 ISET输 出 电 压 近 5V， 因 此 ， 可 用 Rset对 5V进 行 分 压 ， 其 典 型 的 充 电 电 流 范 围 是 100μ A～ 600μ A。 脚 RAMP被 用 作 脉 宽 调 制 （ PWM） 是 一 个 输 入 端 ， 在 内 部 ， 脚 RAMP的 电 压 与 误 差 放 大 器 的 输 出 端 （ COMP） 电 压 进 行 比 较 以 决 定 精 确 的 开 通 时 间 ， 脚 RAMP的 最 大 电 压 幅 度 接 近 9V， 从 约 0.2V开 始 充 电 ， 即 摆 幅 是 8.8V。 依 据 下 面 的 方 程 可 计 算 出 电 容 值 ： C=Idt/dv C(RAMP)=(Iset× t(on)max)/8.8V 首 先 ， 要 从 100pF～ 1nF系 列 标 准 中 选 择 脚 RAMP电 容 值 ， ISET程 控 电 阻 可 方 便 地 从 误 差 为 1％ 的 系 列 标 准 值 中 查 到 。 t(on)max=RsetC(RAMP)/0.568 UC3852的 开 通 时 间 是 Rset和 C（ ramp） 的 函 数 。 323误差放大器补偿 用ZCS控制开通时间的功率因数校正法要求具有很低的带宽电压腹点，以便提供高功率因数。这就必须保证在电源任何一个周期内开关开通时间恒定。由于不需要平方、乘法或除法电路，所以电路结构简单，具有较高的抗噪能力。 在UC3852PFC应用电路图中给出了补偿电路的结构。误差放大器PFC与预调节器的输出电压（Vout）被精确地降到接口分压的5V，使用3只标准的1/2W电阻，代替昂贵的高压电阻。这个反馈信号经 20kΩ的输入电阻器接误差放大器的反相输入端（脚1），反馈元件使用1MΩ的电阻器和0.1μF的电容器并联后加到E/A输出端（脚8）和反相输入端 (脚1)之间。 这里推荐的放大器补偿方案提供了环路响应的一个低频极点，其频率为1.6Hz,这是根据1MΩ和0.1μF编程得出来的。用20kΩ的输入电阻，输出电压分压电阻及5V基准电压确定低频增益，也可采用其它补偿方案，参数选择如图6所示。 采用这种补偿网络可以获得近34dB的低频增益，单极点离开（20dB/10倍）响应中心值为1.6Hz。增益曲线约在120Hz时通过0dB，并将获得极好的功率因数校正。为了增加低频增益并提高过0dB时的频率，可调整20kΩ电阻使输入电压获得较好的动态响应且减小输出电压过冲。 324软启动 在选择输出软启动的同时，应考虑将输出电压过冲降到最低。在输出端有负载的应用中不会发生这样 的情况。然而，多数电子镇流器工作中不是轻载就是无载，故当功率突升时将发生过冲现象。软启动装置仅要求在补偿端COMP（脚8）与地之间接一个二极管和电容器。当AC电源断开时，连接在电容器和VCC之间的二极管使软启动电容器放电到VCC电压，上述接法将保证电路总处在软启动状态。是否选择这一功能，取决于实际应用。 在图7电路中，为了大幅地减小软启动电容器的尺寸，可用廉价的PNP代替二极管。连接PNP的发射极到误差放大器的输出端和从基极到地之间的软启动电容器就能使电容成倍增加，晶体管的集电极接地。这种改进在放大器输出端将使电容值放大β倍，通常选用2N2907或等效的三极管。从基极到发射极之间应使用1N914或1N4148二极管，以防止负的基射极电压损坏晶体管。 33软启动的实现 331电流传感 PFC设计在AC输入桥式整流桥预稳压电路的回扫中检测电流，电流传感电阻器接UC3852地的一侧作为基准，电阻器的另一侧产生电流传感电压，其电压值等于IL(t)×Rsense,UC3852零电流检测电路包括两个比较器，一个用于零电流检测，而另一个用于过流保护。 332零电流检测 零电流检测电路使用－10mV门限电压作为基准，保证不存在启动问题，因为在正常工作时输入必须低于地电位。无论什么时候，零检测输入高于－10mV门限时，比较器被触发，下一个开关周期开始。 在过电流条件下，电流传感电阻器上最大可产生－400mV的电压，这仅发生在20％过载，或1.2IL(PK)条件下R(shunt)=0.4V/[1.2IL(PK)]用线路电流的RMS分量就能计算出分路的功率损耗。 为获得精确值可用单只低阻值（1Ω或更小）1/8W～1/4W的标准电阻或将几只电阻器并联，碳膜合成或薄膜电阻器具有低串联电感，故工作性能最好。 零电流检测的滤波电路如图8所示。小型RC滤波器可加到电流传感电路中以滤除由电路寄生参量引起的开关噪声。为获得最佳效果，滤波器滞后时间与整流器恢复时间应匹配，用10Ω电阻器和1nF电容器滤波效果很好。 333过流保护 UC3852装有过流比较器（－400mV），它能快速地终止PWM的输出。在过流条件下，这个比较器也驱动接在脚ISET（脚3）上的电路，把脚3正常的5V电压提高到9V。此外，还能控制锯齿电容器充电电流，脚ISET可用来驱动外部故障保护电路。当检测到过流故障时，与接在ISET脚上的5.6V 齐纳二极管串联的电阻将产生约3.4V的电压，此电压信号触发外部关闭电路或间歇电路。 334门驱动电路 UC3852PWM输出部分与MOSFET兼容，其峰值电流额定值为1A，这种推拉输出电路有12V箝位输出电压，防止VCC电源不稳定时超出栅电压。在正常工作期间，UC3852和MOSFET开关栅极之间的12Ω电阻器可将峰值输出电流限制到1A。此外，在欠压封锁期间，UC3852的自偏压能有效地降低推拉输出电路电压，以便保证MOSFET栅极处于低电平，这就在AC输入电感电流增大和电路断开时，有效地防止了灾难事故的发生，这种情况对功率因数影响是很小的。 335改进的保护电路 在UC3852控制IC的某些应用中要求有复杂的保护，如过压保护、再启动延时、软启动或故障封锁。每一特点都可用最少的外部元件构成控制电路，通常采用共享元件的组合形式。 在图9中，用R11、C6和Q2的β实现电路的软启动功能。在故障期间UC3852脚3输出9V信号，开启过电流保护。这就能通过D7驱动Q3，C6的放电产生 软启动功能，使用这种VCC放电结构Q4也能导通，引起 VCC间歇工作。在这种方案中，用可控硅SCR代替Q3就能使电路断开直到VCC恢复为止。利用R11、R12、R13和齐级二接管D8可实现过压保护。当足够的电流通过D8时R11给Q3加偏压，过压保护类似于过流保护。 336电流传感互感器 在多数UC3852的应用中，为提高效率常使用互感器。这需要两个初级绕组来传感每个元件的开关电流，如图10所示。它们的圈数可以不等，这取决于输入和输出电流，一个次级绕组和桥式整流器再生总的电感电流，也可使用较小的R/C滤波网络，去平滑因漏感引起的输出尖峰。 337稳压电源 用自举方式和两只廉价的元件就可得到稳定的辅助电源，如图11所示。这种电路的优点是它能兼顾主变换器或镇流器驱动部分的其它IC的控制对UC3852来说，不需要稳定的辅助电源，因为它具有箝位的12V栅级驱动输出电压，这就保证了功率MOSFET用了达30V不稳定的IC电压源仍有正常的驱动幅度。 34其它的PFC应用 341图1所示出的PFC基本电路可以作为不同输入电压范围和输出功率大小的其它PFC应用的原理电路，其主要变化是可提供较高（或较低）的电压和电流。一旦熟悉了完整的设计过程，就可采用相同的准则去重新计算应用的各个参数值。 3.4.2宽AC输入范围 使用UC3852控制开通时间，零电流开关PFC技术加一个简易的前馈电路就能适应宽的AC输入电压范围，如图12所示。在控制开关的导通时间，输入电压范围为85V～264V（控制范围近3∶1）时，要求外部电路适应电源的变化。另一方面，控制UC3852的开通时间在允许不满足负载变化时，完全可以应用在近9∶1控制范围的电源电压变换器。 工作过程如下： 整流输入电压加到由R10～R12、D10和C10组成的网络上。电容C10充电到应分得的输入电压的峰值上，并且C10应足够大，以便保持这个电平超过一个电源周期。二极管D11对范围扩展电路起到补偿作用，直到电源电压足够低（典型值AC为80V）D11才能打开。电容C11是一个小的滤波电容器，晶体管Q10的基极电压接近V（C10）减去稳压二极管 D11的正向压降。随着此电压的上升，Q10发射极电压和R13上的电压随即上升，其电压偏移量是Q10基极电压减去发射极的电压。基极电压的升高，意味着从设置固定电压的脚ISET拉出更多的电流，即电阻R13和Rset所吸收的电流均来自于UC3852输出端ISET。在UC3852的内部，ISET 电流反映到锯齿波（RAMP）电容（Cramp），再与误差放大器的输出进行比较，确定了开通时间（Ton）。随着输入电压增加而增加的Q10基极电压，要从ISET吸取更大的电流，这必然增加了RAMP的充电电流。对于固定的输出负载而言，这个电路完成了电压前馈功能，并能保持误差放大器输出电压的固定，不受AC输入电压变化的影响。这也允许使用IC的全开通时间控制范围，达到适应负载的变化。 35其它的PFC拓扑结构 UC3852用于反馈式拓扑结构中，也能实现功率因数校正，其功率因数降低很小。通常使用反馈式拓扑结构产生一个低于（或高于）升压变换器输出电压的输出电压，在图13的简单电路中示出了非隔离型反馈拓扑结构。 与功率返回支路串联的电阻器检测开关接通时电感的充电电流，类似于升压变换器的结构。然而当储存的电感性能量传递到输出端且开关关断时，放电电流信息丢失。通过加第二电流传感电阻与所示的次级绕组串联，恢复上述丢失的信息。当传感电流信号求和时，必须滤除小的变量，以便平滑掉开关噪声尖峰。 用这种技术将能获得良好的输出电压稳定度，即使是120Hz(2×电源频率)也能获得期望的纹波值，但输入电压降低到接近每周零电压时，反馈电路不能全功率变换，这种方法在电源纹波小的场合应用比较广泛。
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VCO偏 置 电 流 滤 波 电 容 值 由 几 个 因 素 来 确 定 ， 但 是 主 要 由 UC3852的 欠 压 封 锁 滞 后 所 定 ， 除 软 启 动 电 路 外 ， 升 压 电 感 线 圈 的 相 位 也 将 影 响 电 容 值 。 
对 很 多 应 用 可 使 用 下 列 值 
